本文將對(duì)一些參數(shù)進(jìn)行探討，如硬開關(guān)和軟開關(guān)ZVS(零電壓轉(zhuǎn)換) 拓?fù)渲械拈_關(guān)損耗，并對(duì)電路和器件特性相關(guān)的三個(gè)主要功率開關(guān)損耗—導(dǎo)通損耗、傳導(dǎo)損耗和關(guān)斷損耗進(jìn)行描述。此外，還通過舉例說明二極管的恢復(fù)特性是決定MOSFET 或 IGBT導(dǎo)通開關(guān)損耗的主要因素，討論二極管恢復(fù)性能對(duì)于硬開關(guān)拓?fù)涞挠绊憽?

導(dǎo)通損耗

   除了IGBT的電壓下降時(shí)間較長(zhǎng)外，IGBT和功率MOSFET的導(dǎo)通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路（見圖1）可看出，完全調(diào)節(jié)PNP BJT集電極基極區(qū)的少數(shù)載流子所需的時(shí)間導(dǎo)致了導(dǎo)通電壓拖尾出現(xiàn)。

   這種延遲引起了類飽和效應(yīng)，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應(yīng)也導(dǎo)致了在ZVS情況下，在負(fù)載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉(zhuǎn)換到IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會(huì)上升。IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉(zhuǎn)換周期Icollector與VCE乘積的時(shí)間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關(guān)的其他損耗。其又分為兩個(gè)Eon能量參數(shù)，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關(guān)二極管恢復(fù)損耗相關(guān)能耗的功率損耗；Eon2則包括了與二極管恢復(fù)相關(guān)的硬開關(guān)導(dǎo)通能耗，可通過恢復(fù)與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測(cè)量，典型的Eon2測(cè)試電路如圖2所示。IGBT通過兩個(gè)脈沖進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換來測(cè)量Eon。脈沖將增大電感電流以達(dá)致所需的測(cè)試電流，然后第2個(gè)脈沖會(huì)測(cè)量測(cè)試電流在二極管上恢復(fù)的Eon損耗。

   在硬開關(guān)導(dǎo)通的情況下，柵極驅(qū)動(dòng)電壓和阻抗以及整流二極管的恢復(fù)特性決定了Eon開關(guān)損耗。對(duì)于像傳統(tǒng)CCM升壓PFC電路來說，升壓二極管恢復(fù)特性在Eon (導(dǎo)通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有很小Trr和QRR的升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復(fù)特性也非常重要。軟化度，即tb/ta比率，對(duì)開關(guān)器件產(chǎn)生的電氣噪聲和電壓尖脈沖有相當(dāng)?shù)挠绊憽Ｄ承└咚俣O管在時(shí)間tb內(nèi)，從IRM(REC)開始的電流下降速率(di/dt)很高，故會(huì)在電路寄生電感中產(chǎn)生高電壓尖脈沖。這些電壓尖脈沖會(huì)引起電磁干擾(EMI)，并可能在二極管上導(dǎo)致過高的反向電壓。

   在硬開關(guān)電路中，如全橋和半橋拓?fù)渲校cIGBT組合封裝的是快恢復(fù)管或MOSFET體二極管，當(dāng)對(duì)應(yīng)的開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)二極管有電流經(jīng)過，因而二極管的恢復(fù)特性決定了Eon損耗。所以，選擇具有快速體二極管恢復(fù)特性的MOSFET十分重要。不幸的是，MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢復(fù)特性比業(yè)界目前使用的分立二極管要緩慢。因此，對(duì)于硬開關(guān)MOSFET應(yīng)用而言，體二極管常常是決定SMPS工作頻率的限制因素。

   一般來說，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應(yīng)用匹配，具有較低正向傳導(dǎo)損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機(jī)驅(qū)動(dòng)IGBT組合封裝在一起。相反地，軟恢復(fù)超快二極管，可與高頻SMPS2開關(guān)模式IGBT組合封裝在一起。

   除了選擇正確的二極管外，設(shè)計(jì)人員還能夠通過調(diào)節(jié)柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通源阻抗來控制Eon損耗。降低驅(qū)動(dòng)源阻抗將提高IGBT或MOSFET的導(dǎo)通di/dt及減小Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因?yàn)檩^高的di/dt會(huì)導(dǎo)致電壓尖脈沖、輻射和傳導(dǎo)EMI增加。為選擇正確的柵極驅(qū)動(dòng)阻抗以滿足導(dǎo)通di/dt 的需求，可能需要進(jìn)行電路內(nèi)部測(cè)試與驗(yàn)證，然后根據(jù)MOSFET轉(zhuǎn)換曲線可以確定大概的值。

   假定在導(dǎo)通時(shí)，F(xiàn)ET電流上升到10A，根據(jù)圖3中25℃的那條曲線，為了達(dá)到10A的值，柵極電壓必須從5.2V轉(zhuǎn)換到6.7V，平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。

公式1 獲得所需導(dǎo)通di/dt的柵極驅(qū)動(dòng)阻抗

   把平均GFS值運(yùn)用到公式1中，得到柵極驅(qū)動(dòng)電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，F(xiàn)CP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以計(jì)算出導(dǎo)通柵極驅(qū)動(dòng)阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線，會(huì)在Eon期間出現(xiàn)變化，意味著di/dt也會(huì)變化。呈指數(shù)衰減的柵極驅(qū)動(dòng)電流Vdrive和下降的Ciss作為VGS的函數(shù)也進(jìn)入了該公式，表現(xiàn)具有令人驚訝的線性電流上升的總體效應(yīng)。

   同樣的，IGBT也可以進(jìn)行類似的柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通阻抗計(jì)算，VGE(avg) 和GFS可以通過IGBT的轉(zhuǎn)換特性曲線來確定，并應(yīng)用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計(jì)算所得的IGBT導(dǎo)通柵極驅(qū)動(dòng)阻抗為100Ω，該值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。這里的關(guān)鍵之處在于，為了從MOSFET轉(zhuǎn)換到IGBT，必須對(duì)柵極驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行調(diào)節(jié)。

傳導(dǎo)損耗需謹(jǐn)慎

   在比較額定值為600V的器件時(shí)，IGBT的傳導(dǎo)損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應(yīng)該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測(cè)，并在指明差的情況下的工作結(jié)溫下進(jìn)行的。例如，F(xiàn)GP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。圖4顯示了在125℃的結(jié)溫下傳導(dǎo)損耗與直流電流的關(guān)系，圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后，MOSFET的傳導(dǎo)損耗更大。

   在選用功率開關(guān)器件時(shí)，并沒有萬全的解決方案，電路拓?fù)洹⒐ぷ黝l率、環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會(huì)在做出選擇時(shí)起著作用。